关于直流稳压源的设计

你的题目充满了悖论：

唯一有依据的是LM317和LM337本身就具有输出电流限制功能，是器件本身的原有设计。

其他就暴露出出题的人本身就做不出来。

LM317和LM337本身就有输出电压最低点一伏特多一点，降低不到零点，通常是外加一个负电源。

要求这个稳压电源输出从-15V线性平滑连续提升到0伏特，跨越了0伏特又上升到+15V，这就不是普通学生能做的啊。

呵呵，这输出电流的方向都改变啦。

估算一下就知道，带1A负载，波纹小于5毫伏，这滤波电容容量得多大啊？

生产LM系列产品、器件本身纹波也就是这个数量级耶。

作为学生，要完全用分立元器件搭建才有意义，

这个电路大约花几十元到百把元就可以搭建完成，请胡军提供场地和免费公开上传服务器为盼。

最有意义的是全分立元器件构成的开关稳压器前级与线性稳压器后级串联，兼顾了高效率与低噪音。

0 引言

开关稳压电源(以下简称开关电源)问世后，在很多领域逐步取代了线性稳压电源和晶闸管相控电源。早期出现的是串联型开关电源，其主电路拓扑与线性电源相仿，但功率晶体管工作于开关状态。随着脉宽调制(PWM)技术的发展，PWM开关电源问世，它的特点是用20kHz的载波进行脉冲宽度调制，电源的效率可达65%~70%，而线性电源的效率只有30％~40％。因此，用工作频率为20 kHz的PWM开关电源替代线性电源，可大幅度节约能源，从而引起了人们的广泛关注，在电源技术发展史上被誉为20kHz革命。 随着超大规模集成(ultra-large-scale-integrated-ULSI)芯片尺寸的不断减小，电源的尺寸与微处理器相比要大得多；而航天、潜艇、军用开关电源以及用电池的便携式电子设备(如手提计算机、移动电话等)更需要小型化、轻量化的电源。因此，对开关电源提出了小型轻量要求，包括磁性元件和电容的体积重量也要小。此外，还要求开关电源效率要更高，性能更好，可靠性更高等。这一切高新要求便促进了开关电源的不断发展和进步。

1 开关电源的三个重要发展阶段

40多年来，开关电源经历了三个重要发展阶段。

第一个阶段是功率半导体器件从双极型器件(BPT、SCR、GT0)发展为MOS型器件(功率MOS-FET、IGBT、IGCT等)，使电力电子系统有可能实现高频化，并大幅度降低导通损耗，电路也更为简单。

第二个阶段自20世纪80年代开始，高频化和软开关技术的研究开发，使功率变换器性能更好、重量更轻、尺寸更小。高频化和软开关技术是过去20年国际电力电子界研究的热点之一。

第三个阶段从20世纪90年代中期开始，集成电力电子系统和集成电力电子模块(IPEM)技术开始发展，它是当今国际电力电子界亟待解决的新问题之一。

2 开关电源技术的亮点

2.1 功率半导体器件性能

1998年，Infineon公司推出冷MOS管，它采用“超级结”(Super-Junction)结构，故又称超结功率MOSFET。工作电压600~800V，通态电阻几乎降低了一个数量级，仍保持开关速度快的特点，是一种有发展前途的高频功率半导体器件。

IGBT刚出现时，电压、电流额定值只有600V、25A。很长一段时间内，耐压水平限于1200~1700V，经过长时间的探索研究和改进，现在IGBT的电压、电流额定值已分别达到3300V／1200A和4500V／1800A，高压IGBT单片耐压已达到6500V，一般IGBT的工作频率上限为20~40kHz，基于穿通(PT)型结构应用新技术制造的IGBT，可工作于150kHz(硬开关)和300kHz(软开关)。

IGBT的技术进展实际上是通态压降，快速开关和高耐压能力三者的折中。随着工艺和结构形式的不同，IGBT在20年的发展进程中，有以下几种类型：穿通(PT)型、非穿通(NPT)型、软穿通(SPT)型、沟漕型和电场截止(FS)型。

碳化硅(SiC)是功率半导体器件晶片的理想材料，其优点是禁带宽、工作温度高(可达600℃)、热稳定性好、通态电阻小、导热性能好、漏电流极小、PN结耐压高等，有利于制造出耐高温的高频大功率半导体器件。

可以预见，碳化硅将是21世纪最可能成功应用的新型功率半导体器件材料。

2.2 开关电源功率密度

提高开关电源的功率密度，使之小型化、轻量化，是人们不断追求的目标。这对便携式电子设备(如移动电话，数字相机等)尤为重要。使开关电源小型化的具体办法有以下几种。

一是高频化。为了实现电源高功率密度，必须提高PWM变换器的工作频率、从而减小电路中储能元件的体积重量。

二是应用压电变压器。应用压电变压器可使高频功率变换器实现轻、小、薄和高功率密度。压电变压器利用压电陶瓷材料特有的“电压-振动”变换和“振动-电压”变换的性质传送能量，其等效电路如同一个串并联谐振电路，是功率变换领域的研究热点之一。

三是采用新型电容器。为了减小电力电子设备的体积和重量，须设法改进电容器的性能，提高能量密度，并研究开发适合于电力电子及电源系统用的新型电容器，要求电容量大、等效串联电阻(ESR)小、体积小等。

2.3 高频磁性元件

电源系统中应用大量磁元件，高频磁元件的材料、结构和性能都不同于工频磁元件，有许多问题需要研究。对高频磁元件所用的磁性材料，要求其损耗小、散热性能好、磁性能优越。适用于兆赫级频率的磁性材料为人们所关注，纳米结晶软磁材料也已开发应用。

2.4 软开关技术

高频化以后，为了提高开关电源的效率，必须开发和应用软开关技术。它是过去几十年国际电源界的一个研究热点。

PWM开关电源按硬开关模式工作(开／关过程中电压下降／上升和电流上升／下降波形有交叠)，因而开关损耗大。高频化虽可以缩小体积重量，但开关损耗却更大了。为此，必须研究开关电压／电流波形不交叠的技术，即所谓零电压开关(ZVS)／零电流开关(ZCS)技术，或称软开关技术，小功率软开关电源效率可提高到800%~85%。上世纪70年代谐振开关电源奠定了软开关技术的基础。随后新的软开关技术不断涌现，如准谐振(上世纪80年代中)全桥移相ZVS-PWM，恒频ZVS-PWM／ZCS-PWM(上世纪80年代末)ZVS-PWM有源嵌位；ZVT-PWM／ZCT-PWM(上世纪90年代初)全桥移相ZV-ZCS-PWM(上世纪90年代中)等。我国已将最新软开关技术应用于6kW通信电源中，效率达93％。

2.5 同步整流技术

对于低电压、大电流输出的软开关变换器，进一步提高其效率的措施是设法降低开关的通态损耗。例如同步整流(SR)技术，即以功率MOS管反接作为整流用开关二极管，代替萧特基二极管(SBD)，可降低管压降，从而提高电路效率。

2.6 功率因数校正(PFC)变换器

由于AC／DC变换电路的输入端有整流器件和滤波电容，在正弦电压输入时，单相整流电源供电的电子设备，电网侧(交流输入端)功率因数仅为0.6-0.65。采用功率因数校正(PFC)变换器，网侧功率因数可提高到0.95~0.99，输入电流THD<10％。既治理了对电网的谐波污染，又提高了电源的整体效率。这一技术称为有源功率因数校正(APFC)，单相APFC国内外开发较早，技术已较成熟；三相APFC的拓扑类型和控制策略虽然已经有很多种，但还有待继续研究发展。

一般高功率因数AC／DC开关电源，由两级拓扑组成，对于小功率AC／DC开关电源来说，采用两级拓扑结构总体效率低、成本高。如果对输入端功率因数要求不特别高时，将PFC变换器和后级DC／DC变换器组合成一个拓扑，构成单级高功率因数AC／DC开关电源，只用一个主开关管，可使功率因数校正到0.8以上，并使输出直流电压可调，这种拓扑结构称为单管单级PFC变换器。

2.7 全数字化控制

电源的控制已经由模拟控制，模数混合控制，进入到全数字控制阶段。全数字控制是发展趋势，已经在许多功率变换设备中得到应用。

全数字控制的优点是数字信号与混合模数信号相比可以标定更小的量，芯片价格也更低廉；对电流检测误差可以进行精确的数字校正，电压检测也更精确；可以实现快速，灵活的控制设计。

近两年来，高性能全数字控制芯片已经开发，费用也已降到比较合理的水平，欧美已有多家公司开发并制造出开关变换器的数字控制芯片及软件。

2.8 电磁兼容性

高频开关电源的电磁兼容(EMC)问题有其特殊性。功率半导体器件在开关过程中所产生的di／dt和dv／dt，将引起强大的传导电磁干扰和谐波干扰，以及强电磁场(通常是近场)辐射。不但严重污染周围电磁环境，对附近的电气设备造成电磁干扰，还可能危及附近操作人员的安全。同时，电力电子电路(如开关变换器)内部的控制电路也必须能承受开关动作产生的EMI及应用现场电磁噪声的干扰。上述特殊性，再加上EMI测量上的具体困难，在电力电子的电磁兼容领域里，存在着许多交叉学科的前沿课题有待人们研究。国内外许多大学均开展了电力电子电路的电磁干扰和电磁兼容性问题的研究，并取得了不少可喜成果。

2.9 设计和测试技术

建模、仿真和CAD是一种新的设计研究工具。为了仿真电源系统，首先要建立仿真模型，包括电力电子器件、变换器电路、数字和模拟控制电路以及磁元件和磁场分布模型等，还要考虑开关管的热模型、可靠性模型和EMC模型。各种模型差别很大，建模的发展方向是数字一模拟混合建模、混合层次建模以及将各种模型组成一个统一的多层次模型等。

电源系统的CAD，包括主电路和控制电路设计、器件选择、参数最优化、磁设计、热设计、EMI设计和印制电路板设计、可靠性预估、计算机辅助综合和优化设计等。用基于仿真的专家系统进行电源系统的CAD，可使所设计的系统性能最优，减少设计制造费用，并能做可制造性分析，是21世纪仿真和CAD技术的发展方向之一。此外，电源系统的热测试、EMI测试、可靠性测试等技术的开发、研究与应用也是应大力发展的。

2.10 系统集成技术

电源设备的制造特点是非标准件多、劳动强度大、设计周期长、成本高、可靠性低等，而用户要求制造厂生产的电源产品更加实用、可靠性更高、更轻小、成本更低。这些情况使电源制造厂家承受巨大压力，迫切需要开展集成电源模块的研究开发，使电源产品的标准化、模块化、可制造性、规模生产、降低成本等目标得以实现。

实际上，在电源集成技术的发展进程中，已经经历了电力半导体器件模块化，功率与控制电路的集成化，集成无源元件(包括磁集成技术)等发展阶段。近年来的发展方向是将小功率电源系统集成在一个芯片上，可以使电源产品更为紧凑，体积更小，也减小了引线长度，从而减小了寄生参数。在此基础上，可以实现一体化，所有元器件连同控制保护集成在一个模块中。

上世纪90年代，随着大规模分布电源系统的发展，一体化的设计观念被推广到更大容量、更高电压的电源系统集成，提高了集成度，出现了集成电力电子模块(IPEM)。IPEM将功率器件与电路、控制以及检测、执行等单元集成封装，得到标准的，可制造的模块，既可用于标准设计，也可用于专用、特殊设计。优点是可快速高效为用户提供产品，显著降低成本，提高可靠性。

3 结语

以上简要回顾了开关电源发展的历程和技术亮点，相信未来开关电源的理论与技术发展将会有更辉煌的成就

下面一套资料是分立元件串联稳压带保护的电路。原设计参数输出8-12伏，过流保护3A，可根据自己的需要改变某些原件参数，得到自己需要的。

图1是使用晶体三极管的输出电压可调的稳压电源。该电路是通过改变与负载串联的大功率晶体三极管Tr1的管压降来调节输出电压。输出电压Vout由A点的电压，即Vref+VBE2决定。

Vout=(R3+VR1+R4)(Vref+Vbe2)/(VR1+R4)

式中Vref是稳压二极管的电压(5.1V)，VBE2是晶体三极管Tr2基极发射极间的电压(0.65V>，VR1是可变电阻。由于VR1的阻值变化范围是0～5kΩ，所以输出电压的变化范围为 7.6～12.8V。当VR1的滑动部分接触不良时，输出电压会变为最小电压。

调整管Tr1的最大消耗功率为3A×(15V-8V)=21W，所以应安装在4℃／W以下的散热器上。由于VBE2会随温度和IC2的变化而变化，所以该稳压电路和稳压特性不是太好。

在图1的电路中，电路没有过流保护的功能，当输出端出现短路时输入的15V电压将全部加在Tr1上，导致Tr1瞬间被烧毁。图2(a)是过流保护电路。在Tr1的发射极电路中增加一个串联电阻Rs和一个小功率三极管Tr3，就可以在电路的输出端出现短路时，对Tr1上流过的电流加以限制。在正常工作时由于Rs电阻上的电压降很小，所以Tr3截止。在电路的输出电流增大时，RS电阻上的电压降也随之增加，当RS电阻上电压降(Tr3的VBE3)超过0.65V时，Tr3导通，Tr3的VCE变小。Tr1的VBE1也随之变小，于是流过Tr1的输出电流就会被限定在某一个设定的值。在该电路中电流的限定值为0.65V／Rs≈2A。另外图2(a)的电路还可以用作发光二极管的恒流源电路。应用时将图2(a)电路的输出端接地，Tr1的集电极与发光二极管相连接。图2(b)是该电路的限流特性。

直流稳压电源课程设计任务书

一：设计任务及要求：

1. 设计任务

设计一集成直流稳压电源，满足：

（1）当输入电压在220V交流时，输出直流电压为6V。

（2）输出纹波电压小于5mv，稳压系数<=0.01；

（3）具有短路保护功能。

(4) 最大输出电流为:Imax＝1.0A

2.通过集成直流稳压电源的设计，要求学会：

（1）选择变压器、整流二极管、滤波电容及集成稳压器来设计直流稳压电源。

（2）掌握直流稳压电源的调试及主要技术指标的测试方法。

3．设计要求

（1） 电源变压器只做选择性设计；

（2） 合理选择集成稳压器；

（3） 完成全电路理论设计、绘制电路图；

（4）撰写设计报告。

目录

一.设计任务及要求：

二.基本原理与分析

三.三端集成稳压器

四.稳压电源的技术指标及对稳压电源的要求

五.集成电路选用时应注意的问题

六.参数性能指标及测试方法

七.心得体会

八.参考文献

附：部分

二、原理与分析

1．直流稳压电源的基本原理

直流稳压电源一般由电源变压器T、整流滤波电路及稳压电路所组成，基本框图如下。各部分的作用：

（1）电源变压器T的作用是将电网220V的交流电压变换成整流滤波电路所需要的交流电压Ui。变压器副边与原边的功率比为P2/ P1=η，式中η是变压器的效率。

（2）整流滤波电路：整流电路将交流电压Ui变换成脉动的直流电压。再经滤波电路滤除较大的纹波成分，输出纹波较小的直流电压U1。常用的整流滤波电路有全波整流滤波、桥式整流滤波等。

各滤波电容C满足RL-C＝（3~5）T/2，或中T为输入交流信号周期，RL为整流滤波电路的等效负载电阻。

（3）三端集成稳压器：常用的集成稳压器有固定式三端稳压器与可调式三端稳压器。常用可调式正压集成稳压器有CW317（LM317）系列，它们的输出电压从1.25V－37伏可调，最简的电路外接元件只需一个固定电阻和一只电位器。其芯片内有过渡、过热和安全工作区保护，最大输出电流为1.5A。其典型电路如图2，其中电阻R1与电位器R2组成输出电压调节器，输出电压Uo的表达式为：Uo＝1.25（1＋R2/R1）

式中R1一般取120－240欧姆，输出端与调整端的压差为稳压器的基准电压（典型值为1.25V）。

2．稳压电流的性能指标及测试方法

稳压电源的技术指标分为两种：一种是特性指标，包括允许输入电压、输出电压、输出电流及输出电压调节范围等；另一种是质量指标，用来衡量输出直流电压的稳定程度，包括稳压系数（或电压调整率）、输出电阻（或电流调整率）、纹波电压（纹波系数）及温度系数。测试电路如图3。

图3 稳压电源性能指标测试电路

（1） 纹波电压：叠加在输出电压上的交流电压分量。用示波器观测其峰峰值一般为毫伏量级。也可用交流毫伏表测量其有效值，但因纹波不是正弦波，所以有一定的误差。

（2）稳压系数：在负载电流、环境温度不变的情况下，输入电压的相对变化引起输出电压的相对变化，即：

（3） 电压调整率：输入电压相对变化为±10%时的输出电压相对变化量，稳压系数和电压调整率均说明输入电压变化对输出电压的影响，因此只需测试其中之一即可。

（4） 输出电阻及电流调整率

输出电阻与放大器的输出电阻相同，其值为当输入电压不变时，输出电压变化量与输出电流变化量之比的绝对值.电流调整率：输出电流从0变到最大值时所产生的输出电压相对变化值。输出电阻和电流调整率均说明负载电流变化对输出电压的影响，因此也只需测试其中之一即可。

直流稳压电源设计 (未经整理仅供参考)

直流稳压电源设计

一. 设计任务与设计的基本要求：

(1).直流稳压电源的任务：

利用所学的知识设计并制作交流变换为直流的稳压电源．

(2)直流稳压电源的基本要求：

A．稳压电源 在输入电压为220V．50HZ. 电压变化范围为+10%~-10%条件下：

a.输出电压可调范围为：+9V~+12V

b.最大输出电流为:Imax＝1.5A

c.电压调整率≤0.2%(输入电压220V变化范围+10%~-10%下，满载)；

d.负载调整率≤2%(最低输入电压下，空载到满载)；

e.纹波电压(峰-峰值) ≤5mV(最低输入电压下，满载)

f. 效率≥40%(输出电压为+9V，输入电压为220V下，满载)

g.具有过流保护及短路保护功能

B. 稳流电源 在输入电压固定为直流+12V的条件下；

a.输出电流为：4~20mA可调；

b. 负载调整率≤2%(输入电压+12V，负载电阻由200Ω~300Ω变化时，输出电流为20mA时的相对变化率)

C. DC-DC变换器 在输入电压为+9V~+12V条件下：

a.输出电压为+100V，输出电流为10mA

b. 电压调整率≤2%(输入电压变化范围+9V~+12V)；

c. 负载调整率≤2%(输入电压+12V下，空载到满载)

d. 纹波电压(峰-峰值) ≤100mA(输入电压+9V下，满载)

注：以下是本电路的发挥部分：

(1)扩充功能：

a. 排除短路故障后，自动恢复为正常状态； b. 过热保护；

c. 防止开, 关机时产生的”过冲”；

(2)提高稳压电源的技术指标；

a.提高稳压调整率和负载调整率；

b.扩大输出电压调节范围和提高最大输出电流值．

(3)改善DC-DC变换器的性能；

a.提高效率(在100V, 100mA下测试)

b.提高输出电压．

(4)用数字显示输出电压和输出电流．

摘 要

本系统稳压电源部分采用电压调整器uA723外加调整管2SC3280实现此功能，再通过单片机MCS-51(89C51)来起控制电路，实现了扩充多种功能．稳流部分采用了三端稳压调整器LM317T实现．DC-DC变换器采用了两片PFM控制芯片MAX770来实现，使输出电压提高到+100V，输出电流最大可以达到100mA．电压调整，负载调整率及纹波电压均优于指标要求．可以说本系统比其它同类产品要好的多．

二．方案论证与比较

1．稳压电源部分

方案一：简单的并联型稳压电源；

并联型稳压电源的调整元件与负载并联，因而具有极低的输出电阻，动态特性好，电路简单，并具有自动保护功能；负载短路时调整管截止，可靠性高，但效率低,尤其是在小电流时调整管需承受很大的电流，损耗过大，因而不能采用此方案．

方案二：输出可调的开关电源；

开关电源的功能元件工作在开关状态，因而效率高，输出功率大；且容易实现短路保护与过流保护，但是电路比较复杂，设计繁琐，在低输出电压时开关频率低，纹波大，稳定度极差，因而也不能采用此方案．

方案三：由uA723组成的零伏起调电源；

uA723内部设有高精度基准电压源和高增益的放大器，外围电路比较简单，电压稳定度也比较高，其典型电压调整率为0.01%，负载调整率为0.03%，且热稳定性好，输出噪声也很小，还内设有过电流控制电路，使用安全可靠，具有较高的性价比，为首选方案，所以此方案为必选题．

2．稳流电源部分

方案一: 采用7805三端稳压器电源

固定式三端稳压电源(7805)是由输出脚Vo,输入脚Vi和接地脚GND组成,它的稳压值为+5V,它属于CW78xx系列的稳压器,输入端接电容可以进一步的滤波,输出端也要接电容可以改善负载的瞬间影响,此电路的稳定性也比较好,只是采用的电容必须要漏电流要小的钽电容,如果采用电解电容,则电容量要比其它的数值要增加10倍,但是它不可以调整输出的直流电源所以此方案不易采用.

方案二:采用LM317可调式三端稳压器电源

LM317可调式三端稳压器电源能够连续输出可调的直流电压.

不过它只能连续可调的正电压,稳压器内部含有过流,过热保护电路由一个电阻(R)和一个可变电位器(RP)组成电压输出调节电路,输出电压为:Vo=1.25(1+RP/R).由此可见此稳压器的性能和稳压稳定都比上一个三端稳压电源要好,所以此此方案可选,此电源就选用了LM317三端稳压电源,也就是方案二.

3.DC-DC变换部分

方案一:用正弦信号(几十赫兹以下)驱动硅钢型互感耦合变压器,经整流滤波后输出.由于硅钢的磁滞特性,这种电源的开关频率不算高,易出现磁饱和,因而不利于制作高效率的开关电源.

方案二:采用高频磁芯和开关特性好的VMOS管的PFM或PWM型开关电源,负载调整特性好,效率高,性能优良,但制作调试复杂,所以此方案也不于采纳,

方案三:采用充电泵型变换器,该类电源以电容代替电感作贮能元件,为一个或多个电容供电.该类电源的最大特点是元件易得,体积小,电路比较简单,无电感但由于对充电泵的要求严格,不适合于工作在大负载条件下,因而在大多数电源中没有被广泛使用.

综合考虑效率,输出功率,输入输出电压,负载调整率,纹波系数,本设计选用方案二.考虑到PWM对磁性元件,开关元件特性的要求较低,因而较易实现.对于效率和纹波的要求可以通过仔细调整磁性元件的参数(L,Q,M等)使其工作在最佳状态,所以我们在选择方案的时候考虑到电路要简单,元件要容易找,还有在电路设计的时候避免遇到某些不必要的问题,所以我们选择了上述的方案中的第二个方案第二个方案就能够达到我们的要求,的所以方案二我们采用了,利用开关特性和负载调整特性好及效率高,性能优良,而采用了它.(方案二)

三.直流稳压电源电路的方框图如下:

220V电源部分---变压部分---整流滤波部分---稳压电源稳流电源部分---+9V^+12V

直流稳压电源方框图

四.电路原理及各部的分离电路

1.稳压电路部分

采用精密电压调整器uA723,外加大功率调整管以提供大电流输出.uA723的特点如下:

①无外接调整管时最大输出电流为:I=150mA

②外接调整管时,输出电流最大可达到12A以上

③最大输入电压为:Vmax=40V

④输出电压可调整范围为: +9V~+12V

具体的电路图如下图所示:

电源变压器的效率如下所示:(小型变压器)

副边功率P2/vA <1010^3030^80 80^200

效率 η 0.60.7 0.8 0.85

由uA723的特性可知:要使电路实现零伏起调,uA723的7脚至少要获得-2V的附加电压,本方案不采用多抽头的变压器,该-2V电压可通过由电容C1,C2和二极管D1,D2组成的倍压电路获得.其输出电压由电阻R1和齐纳二极管Z1固定-5.6V

,使uA723中的差分放大器在输出电压为0时仍能工作,主要的正电压通过整流桥和滤波电容C3从变压器获得.uA723的供电电压由齐纳二极管Z2固定在33V,以防止超过其极限电压值(40V).由BG2,BG3组成的达林顿管将输出电流提高到超过1A的范围.

在12脚和3脚间加0.6V的电压可调节极限电流值,该电压是电阻R9和电位器VR3是压降的总和,VR3的压降是VR3的电阻值与晶体管三极管BG1的集电极电流值的乘积,极限电流值可以通过电位器VR3连续调节.

输出电压由电位器VR2进行线性调节,电位器VR1用于调节零输出电压.

本设计还通过单片来实现了短路过流保护,过热保护,具体的电路图如下:

过热保护:温度开关KT一端通过一个上拉电阻接正电源,另一端接地,当温度过高时开关断开,产生一个零电平跳变送给单片来进行处理.

过流检测和短路保护原理:采用单片机MCS-51(89C51)对输出电流进行周期性的检测,可以方便地实现短路保护及短路故障排除后自恢复的所有功能.过流或短路时,检测电路向单片P1口发出报警信号,单片证实后启动它的保护电路,经过短时间延时后继续查询P1口上的内容,如无报警信号,则电路又恢复到正常状态.

过热保护,发声报警等功能也直接由单片机(89C51)来实现控制.

2.稳流电源部分

LM317是三端可调式正电压调整器,正常工作时在其调整端与输出端之间有一个高稳定度的1.25V电压,利用该电压即可以获得可调的电流输出.实际中,

LM317输出端与电位器之间串接了一个10Ω/1W的电阻,使最大电流限制在125mA左右,以免发生过流现象.

具体的电路图如下所示:

3.DC-DC变换部分

DC-DC变换器的核心部件是两片升压开关调节器MAX770,MAX770结合了PFM低的吸取电流和PWM大功率应用下效率高的特点,能比以往的PWM器件提供更大的电流.

MAX770有以下的特点:

①开关频率较高(300KHZ),减小了电感的尺寸

②在较宽输出电流范围内可以达到87%的效率

③功耗比较低

用MAX770制成的升压器如下图所示由于MAX770对VMOS管的驱动能力有限,使用了一片MAX770很难实现本电路的性能指标,因此本电路采用了两级MAX770.

五. 测试方法与调试过程

1.稳压电源部分

(1) 输出电压范围测试

调节可调电位器,用数字型万用表测出电阻两端的输出电压,最小值为0.821V,最大值为:24.61V.

(2) 最大输出电流测试 将输出电压调整至9V,输出端接通可调电阻,串入数字万用表,测得最大输出电流为:2.06A.

(3) 电压调整率测试

将调压变压器输出端接稳压电源的输入端,将稳压电源输出电压调整至9V,调节调压变压器,使其输出从176V升至到253V,用数字万用表测量负载两端的电压,测得最大电压变化量为:10mV,计算得电压调整率为:(0.01/9)*100%=0.11%.

(4)负载调整率测试

空载时将输出电压调整至9V,在负载端接入300Ω/120W的变阻器,将变阻器从6Ω调整至100Ω,用数字万用表监视输出电压的变化,测得最大电压变化量为:0.04V,因此负载调整率为:(0.04/9)*100%=0.44%.

(5)纹波电压测试将电压输出调整至9V,外接一个6Ω的电阻,将示波器置于AC/5mV输入挡,测得负载上的纹波电压为:1mV.

(6)效率测试

将电压输出调整至9V,外接一个6Ω的电阻,其输出功率P0=81/6=13.5W.在负载不变的情况下,测出稳压电源的交流输入电压为:12V,交流电流为:2.05A.因此输入功率Pi=12*2.05=24.7W(设功率因数为1),电源效率为(P0/Pi)*100%=(13.5/24.7)*100%=40%,达到上述所要求的指标.

(7)过流保护及短路保护功能测试

将电压输出调至为9V,外接一个6Ω的电阻,用万用表测得输出电流为:0.说明过流保护功能正常.再将输出短路,现象如同上,说明短路保护功能一切正常.

(8)采用单片机(89C51)来实现保护,检测 短路故障排除自恢复,过热保护,防止关机时产生的”过冲”均测试通过一切正常.

2.稳流电源部分

(1) 输出电流测试 输入电压为+12V,改变外接电阻的大小,记录最小电流值Imin与最大电流Imax.Imax=45.40mA,

Imin=1.46mA.

(2) 负载调整率的测量

输入电压+12V,负载电阻由220Ω至300Ω之间变化,设定输出电流20mA,每上升20Ω测输出电流,数据如下所示:

电阻/Ω 200 220 240 260 280 300

电流/mA 19.71 19.72 19.70 19.70 19.70 19.70

负载调整率≈0.02/20.00=0.1%.

3. DC-DC变换器部分

(1) 输出电压电流测试

输入电压由+9V至+12V变化,负载接3.6KΩ/10W电阻,测得输出电压为+100.11V,输出电流为:30.7mA.

(2) 电压调整率的测试 空载,输入电压由+9V至+12V变化,测得最大电压变化为:0.1V.

(3) 负载调整率的测试 输入电压+12V,空载,测得输出电压 +100.1V10KΩ/5W电阻,测得输出电压为:

+100.0V.

(4) 纹波电压测试 输入电压 +9V,接3.6KΩ/10W的电阻,示波置于交流AC/250mV挡,测得纹波电压.Vpp≈80mV.

(5) 效率的测试

输入电流为:5A,输入电压为:11.8V时,测得输出电压为100.08V(3.6KΩ的电阻,电流为:27.8mA),计算可得出:

η=64.3%.

六. 电路的结果分析

1. 稳压电路部分

(1) 输出电压的可调范围

由于本电路中uA723的7脚接-2V,因此可以实现从零伏起调,这也是本电路的特色之一,本电路实现了0^20V可调,超过指标要求.

(2)最大输出电流

它由uA723的3脚所接电阻R9决定,计算公式为:Imax=0.6/R9,由于本电路中R9为0.33Ω,因此Imax限制为2A左右.

(3)电压和负载调整率及纹波电压 优于指标要求,这是由uA723优良特性与方案设计思路决定的.

(4)效率的测试 输出为9V,而输入为17V左右,因此有一部分功率被调整管吸收,从而导致了效率并不是很高.

2. 稳流电路部分

(1) Rmin=10Ω, Rmax=1010Ω

I’min=1.25/1010≈1.24mA >Imin

受输入电压+12V与LM317内部压降约为1.7V的影响,可能的最大电流为: I’max=(12-1.7)/220≈46.82mA >

Imax

Imin>I’min是由于LM317在小电流负载下稳压性能变差造成的.

Imax<I’max是由于LM317内部的损耗而造成的.

(2) 负载调整率 LM317的典型负载调整率为:0.1%,本电源在工作时工作在小电流负载情况下,与理论值吻合.

3. DC-DC变换电路

由于该变换部分输入电压为12V,输出电压为100V,升压比较大,要保证电流输出能力,多级并联式开关升压器是一种较好的选择.

在保证第二级满载输出时,第一级至少应留有80%的裕量,且第一级电压波动应不大于5%.

在实际电路中前级由于是升至次高压,故要求开关管的Ron足够小,Ids足够大,Cis足够小(否则将对驱动电路产生不利的影响)后级应对反向击穿电压有较高的要求,应不低于500V,取该级开关管耐压值为:900V,以防止高压毛刺击穿.对磁芯的选择决定了电源的功率容量,在实际中,高于200KHZ时采用铁粉芯等带空气隙的磁芯可获得良好的功率容量和磁滞特性,有利于大L值电感的充放电的完成,即提高Q值.在该模块的测试中,可以看到在大DC变换比的指标下,采用了多级串联主从式开关电源是一种较好的解决方案.

七. 此电路的误差分析

综合分析可以知道在测试电路的过程中可能带来的误差因素有:

① 测得输出电流时接触点之间的微小电阻造成的误差

② 电流表内阻串入回路造成的误差

③ 测得纹波电压时示波器造成的误差

④ 示波器, 万用表本身的准确度而造成的系统误差

可以通过以下的方法去改进此电路:

① 减小接触点的微小电阻

② 根据电流表的内阻对测量结果可以进行修正

③ 测得纹波时示波器采用手动同步

④ 采用更高精确度的仪器去检测

八. 对此电路的综合总结

通过本次设计,让我们更进一步的了解到直流稳压电源的工作原理以及它的要求和性能指标.也让我们认识到在此次设计电路中所存在的问题而通过不断的努力去解决这些问题.在解决设计问题的同时自己也在其中有所收获.我们这次设计的这个直流稳压电源电路采用了电压调整管(uA723)外加调整管(2SC3280)来实现电压的调整部分还通过单片机(89C51)来实现电路的控制,也实现了扩充多功能而稳流部分采用了LM317可调式三端稳压电源管,通过LM317来实现

了电路中的稳流部分,至于电路的最后一部分(DC-DC变换部分)我们是采用两片升压开关调节器(MAX770)来实现了电路中的DC-DC变换部分.本次设计在电压调整器的电路中,采用了适当的联接方法,可以实现电压”零”伏起调测试方法与过程也比较充分,同时也实现了电压的可调.同时我们四个人在设计此电路的时候也付出了不少,我们几个分工完成了此电路,虽然电路不是很完善,我们已经尽力的去把它给做好了由于时间的关系此电路只有硬件,软件没有时间来完成.

(注:由于时间的原因本电路的软件部分没有在报告上体现出来).

九. 参考文献资料:

◆何立民编著 . MCS-51系列单片机应用系统设计--------系统配置与接口技术, 北京航空航天大学出版社, 1991.

◆王树勋,潘承武,朱英杰编著. MCS—51单片微型计算机原理与开发. 机械出版社,1990.

◆<<电子线路基础>>,华东师范大学物理系万嘉若,林康运等编著,高等教育出版社,1986年3月.

◆ <<电子技术基础>>,华中工学院电子学教研室编,康华光主编,高等教育出版社,1982年6月.

◆<<电子线路设计>>,(第二版)华中科技大学谢自美主编,华中科技大学出版社,2000年5月.