传感器设计设计电路？
电位器式位移传感器，它通过电位器元件将机械位移转换成与之成线性或任意函数关系的电阻或电压输出。普通直线电位器和圆形电位器都可分别用作直线位移和角位移传感器。但是，为实现测量位移目的而设计的电位器，要求在位移变化和电阻变化之间有一个确定关系。电位器式位移传感器的可动电刷与被测物体相连。物体的位移引起电位器移动端的电阻变化。阻值的变化量反映了位移的量值，阻值的增加还是减小则表明了位移的方向。通常在电位器上通以电源电压，以把电阻变化转换为电压输出。线绕式电位器由于其电刷移动时电阻以匝电阻为阶梯而变化，其输出特性亦呈阶梯形。如果这种位移传感器在伺服系统中用作位移反馈元件，则过大的阶跃电压会引起系统振荡。因此在电位器的制作中应尽量减小每匝的电阻值。电位器式传感器的另一个主要缺点是易磨损。它的优点是：结构简单，输出信号大，使用方便，价格低廉。
磁致伸缩位移传感器通过非接触式的测控技术精确地检测活动磁环的绝对位置来测量被检测产品的实际位移值的；该传感器的高精度和高可靠性已被广泛应用于成千上万的实际案例中。由于作为确定位置的活动磁环和敏感元件并无直接接触，因此传感器可应用在极恶劣的工业环境中，不易受油渍、溶液、尘埃或其它污染的影响，IP防护等级在IP67以上。此外，传感器采用了高科技材料和先进的电子处理技术，因而它能应用在高温、高压和高振荡的环境中。传感器输出信号为绝对位移值，即使电源中断、重接，数据也不会丢失，更无须重新归零。由于敏感元件是非接触的，就算不断重复检测，也不会对传感器造成任何磨损，可以大大地提高检测的可靠性和使用寿命。磁致伸缩位移传感器，是利用磁致伸缩原理、通过两个不同磁场相交产生一个应变脉冲信号来精确地测量位置的。测量元件是一根波导管，波导管内的敏感元件由特殊的磁致伸缩材料制成的。测量过程是由传感器的电子室内产生电流脉冲，该电流脉冲在波导管内传输，从而在波导管外产生一个圆周磁场，当该磁场和套在波导管上作为位置变化的活动磁环产生的磁场相交时，由于磁致伸缩的作用，波导管内会产生一个应变机械波脉冲信号，这个应变机械波脉冲信号以固定的声音速度传输，并很快被电子室所检测到。由于这个应变机械波脉冲信号在波导管内的传输时间和活动磁环与电子室之间的距离成正比，通过测量时间，就可以高度精确地确定这个距离。由于输出信号是一个真正的绝对值,而不是比例的或放大处理的信号,所以不存在信号漂移或变值的情况,更无需定期重标。
磁致伸缩位移传感器是根据磁致伸缩原理制造的高精度、长行程绝对位置测量的位移传感器。它采用非接触的测量方式，由于测量用的活动磁环和传感器自身并无直接接触，不至于被摩擦、磨损，因而其使用寿命长、环境适应能力强，可靠性高，安全性好，便于系统自动化工作，即使在恶劣的工业环境下，也能正常工作。此外，它还能承受高温、高压和强振动，现已被广泛应用于机械位移的测量、控制中。
LM358内部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器，适合于电源电压范围很宽的单电源使用，也适用于双电源工作模式，在推荐的工作条件下，电源电流与电源电压无关。它的使用范围包括传感放大器、直流增益模块和其他所有可用单电源供电的使用运算放大器的场合。
LM358的封装形式有塑封8引线双列直插式和贴片式。
字串1特性(Features): 字串2内部频率补偿字串9直流电压增益高(约100dB) 字串7单位增益频带宽(约1MHz)字串2电源电压范围宽：单电源(3—30V)双电源(±1.5一±15V)字串7低功耗电流，适合于电池供电 字串9低输入偏流 字串9低输入失调电压和失调电流字串4共模输入电压范围宽，包括接地字串3差模输入电压范围宽，等于电源电压范围 字串3输出电压摆幅大(0至Vcc-1.5V) 字串5脚位排列图 字串3字串8字串5红外线探测报警器字串7该报警器能探测人体发出的红外线，当人进入报警器的监视区域内，即可发出报警声，适用于家庭、办公室、仓库、实验室等比较重要场合防盗报警。
工作原理字串6该装置电路原理见图1。由红外线传感器、信号放大电路、电压比较器、延时电路和音响报警电路等组成。
红外线探测传感器IC1探测到前方人体辐射出的红外线信号时，由IC1的②脚输出微弱的电信号，经三极管VT1等组成第一级放大电路放大，再通过C2输入到运算放大器IC2中进行高增益、低噪声放大，此时由IC2①脚输出的信号已足够强。IC3作电压比较器，它的第⑤脚由R10、VD1提供基准电压，当IC2①脚输出的信号电压到达IC3的⑥脚时，两个输入端的电压进行比较，此时IC3的⑦脚由原来的高电平变为低电平。IC4为报警延时电路，R14和C6组成延时电路，其时间约为1分钟。当IC3的⑦脚变为低电平时，C6通过VD2放电，此时IC4的②脚变为低电平，它与IC4的③脚基准电压进行比较，当它低于其基准电压时，IC4的①脚变为高电平，VT2导通，讯响器BL通电发出报警声。人体的红外线信号消失后，IC3的⑦脚又恢复高电平输出，此时VD2截止。由于C6两端的电压不能突变，故通过R14向C6缓慢充电，当C6两端的电压高于其基准电压时，IC4的①脚才变为低电平，时间约为1分钟，即持续1分钟报警。
由VT3、R20、C8组成开机延时电路，时间也约为1分钟，它的设置主要是防止使用者开机后立即报警，好让使用者有足够的时间离开监视现场，同时可防止停电后又来电时产生误报。 字串4该装置采用9-12V直流电源供电，由T降压，全桥U整流，C10滤波，检测电路采用IC5 78L06供电。本装置交直流两用，自动无间断转换。
仪表放大器可以调理传感器生成的电信号，从而实现这些信号的数字化、存储或将其用于控制信号一般较小，因此，放大器可能需要配置为高增益。另外，信号可能会叠加大共模电压， 也可能叠加较大直流失调电压。精密仪表放大器可以提供高增益，选择性地放大两个输入电压之间的差异，同时抑制两个输入中共有的信号。
惠斯登电桥是这种情况的经典例子，但像生物传感器一类的原电池具有类似的特性。电桥输出信号为差分信号，因此，仪表放大器是高精度测量的优选。理想情况下，无负载电桥输出为 零，但仅当所有四个电阻均完全相同时，这种情况方为真。假如有一个以分立式电阻构建的电桥，如下图所示：
最差情况差分失调 VOS为：
其中：
VEX 为电桥激励电压；
TOL 为电阻容差（单位为百分比）。
例如，在各元件的容差均为 0.1%且激励电压为 5 V 时，差分失调可以高达±5 mV。如果需要 400 的增益来实现所需电桥灵敏度，则放大器输出端的失调变成±2 V。假设放大器由同一电源驱动，并且其输出可以轨到轨摆动，则仅电桥失调就可能消耗掉 80%以上的输出摆幅。在行业要求电源电压越来越小的趋势下，这个问题只会变得更加糟糕。
传统的三运放仪表放大器架构（如下图所示）有一个差分增益级，其后为一个减法器，用于移除共模电压。增益施加于第一级，因此，失调放大的倍数与目标信号相同。因此，将其移除的方法是在参考(REF)端施加反电压。这种方法的主要不足在于，如果放大器的第一级已经饱和，则调节 REF 上的电压并不能更正失调。
克服这点不足的几种方法包括：
根据具体情况，以外部电阻对电桥分流，但对于自动化生产来说，这是不现实的，而且在出厂后是无法调整的；
减少第一级增益，通过微调 REF上的电压来移除失调， 并再添一个放大器电路以实现所需增益；
减少第一级增益，以高分辨率 ADC完成数字化输出，并在软件中移除失调。
后两种选项还需要考虑最差情况下与原始失调值的偏差，从而进一步减少第一级的最大增益。这些解决方案并不理想，因为它们需要额外的电源、电路板空间或成本，来达到高 CMRR 和低噪声的目标。另外，交流耦合并不是测量直流或超慢移动信号的一种选择。
间接电流反馈(ICF)仪表放大器（如AD8237 和 AD8420可在放大之前移除失调。下图显示ICF拓扑结构原理图：
该仪表放大器的传递函数在形式上与经典三运放拓扑结构的传递函数相同，其计算公式为：
由于输入之间的电压等于反馈(FB)与参考(REF)端子之间的电压时，放大器的反馈要求可得到满足，因此，我们可将该公式重写为：
这意味着，引入一个等于反馈和参考端子之间失调的电压，即使在存在大输入失调的情况下，也可将输出调整为零伏特。如下图所示，该调整可以通过以下方法实现：从一个简单的电压源（如低成本 DAC）或者来自嵌入式微控制器的滤波 PWM 信 号，通过电阻 RA 将一个小电流注入反馈节点。
等式(3)，R1 与 R2 之比将增益设为：
设计师必须确定电阻值。较大电阻值可降低功耗和输出负载； 较小值可限制FB输入偏置电流和输入阻抗误差。如果 R1 和 R2 的并联组合大于约30 kΩ， 则电阻开始引起噪声。 下表显示了一些建议值：
为了简化 RA值的查找过程，假设采用双电源运行模式，有一个接地 REF 端子和一个已知的双极性调整电压 VA。这种情况下的输出电压可通过以下公式计算：
注意， 从VA至输出的增益为反相。 VA 的增加会使输出电压降低， 比值为R2和 VA reduces the output voltage by a fraction given by the ratio of resistors R2 and RA之比。此比值下，可以针对给定的输入失调，使 调整范围达到最大。由于调整范围指向增益之前的放大器输入， 因此，即使在低分辨率源的情况下，也可实施微调。由于 RA 一 般都比 R1大得多，因此，我们可以得到等式(5)的近似值：
为了找到一个 RA值以允许最大失调调整范围 VIN(MAX)， 在给定调整电压范围 VA(MAX)的情况下，使VOUT = 0 ，求 RA，结果得到：
其中，VIN(MAX)为传感器预期的最大失调。等式(5)同时显示， 调整电路的插入会修改从输入到输出的增益。即使如此，其影响一般也很小，增益可以重新计算为：
一般地，对于单电源电桥调理应用，参考端的电压应大于信号 地。如果电桥输出可以在正负间摆动，情况尤其如此。如果基准电压源由一个低阻抗源（如分阻器和缓冲器）驱动至电压 VREF，则等式(5)变为：
如果相对于原始等式中的VREF取 VOUT 和VA ，则可得到相同的结果。 VA(MAX) – VREF 也应替换等式(7)中的 VA(MAX)。
设计示例
假设有一个单电源电桥放大器，其中，用 3.3 V 电压来激励电桥并驱动放大器。满量程电桥输出为±15 mV， 失调可能处于±25-mV 的范围。为了取得所需灵敏度，放大器增益需为 100，ADC 的输入范围为 0 V 至 3.3 V。由于电桥的输出可以为正，也可以为负，因此，其输出指向中间电源或 1.65 V。只需通过施加 100 的增益，失调本身即会强制使放大器输出处于–0.85 V 至+4.15 V 的范围内，这超过了电源轨。
这个问题可通过下图所示的电路来解决。电桥放大器A1 是一个像AD8237 一样的ICF仪表放大器。放大器A2，带R4 和R5，将 A1 的零电平输出设为中间电源。AD56018 位DAC对输出进行调整，通过RA使电桥失调为 0。然后，放大器的输出由AD7091微功耗 12 位ADC数字化。
从表各种增益的推荐电阻中可以发现， 增益为101时， R1和R2 需为1 kΩ和100 kΩ。 电路包括一个可以在 0 V 至 3.3 V 范围内摆动，或者在 1.65V 基准电压左右摆动±1.65 V。为了计算 RA 的值，我们使用等式 (6)。其中，VA(MAX) = 1.65 V 且 VIN(MAX) = 0.025 V， RA = 65.347 kΩ。当电阻容差为 1%时，最接近的值为 64.9 kΩ。然而，这 没有为源精度和温度变化导致的误差留下任何裕量，因此，我们选择一个常见的 49.9-kΩ 低成本电阻。这样做的代价是调整分辨率降低了，结果导致略大的调整后失调。
从等式(7)，我们可以算出额定增益值为 103。如果设计师希望得到接近目标值 100 的增益值，最简单的办法是使 R2 的值降低 3%左右，至 97.6 kΩ，结果对 RA 的值的影响非常小。在新的条件下，额定增益为 100.6。
由于DAC可以摆动±1.65 V，因此，总失调调整范围可通过由RA 以及R1和R2的并联组合形成的分压器给定，其计算方法如下：
在±25-mV 最大电桥失调范围内，±32.1-mV 的调整范围可提供 28%的额外调整裕量。对于 8 位 DAC，调整步长为：
对于 250-µV 调整分辨率，输出端的最大残余失调为 12.5 mV。
R3 和 C1 c的值可以通过ADC数据手册中的建议值来确定。对于采样率为 1 MSPS 的 AD7091，这些值为 51 Ω 和 4.7 nF。在以较低速率采样时，可以使用较大的电阻或电容组 合，以进一步减少噪声和混叠效应。
该电路的另一个优势在于，可以在生产或安装时完成电桥失调调整。如果环境条件、传感器迟滞或长期漂移对失调值有影响， 则可重新调整电路。
受其真轨到轨输入影响，AD8237 最适合采用超低电源电压的电桥应用。对于要求较高电源电压的传统工业应用，AD8420 不失为一款良好的替代器件。该 ICF 仪表放大器采用 2.7 V 至 36 V 电源供电，功耗低 60%。
在一段特制的弹性轴上粘贴上专用的测扭应片并组成变桥，即为基础扭矩传感器；在轴上固定着：(1)能源环形变压器的次级线圈，(2)信号环形变压器初级线圈，(3)轴上印刷电路板，电路板上包含整流稳定电源、仪表放大电路、V/F变换电路及信号输出电路。在传感器的外壳上固定着：
（1）激磁电路，(2)能源环形变压器的初级线圈(输入)，(3) 信号环形变压器次级线圈(输出)，(4)信号处理电路
五 工作过程
向传感器提供±15V电源，激磁电路中的晶体振荡器产生400Hz的方波，经过TDA2030功率放大器即产生交流激磁功率电源，通过能源环形变压器T1从静止的初级线圈传递至旋转的次级线圈，得到的交流电源通过轴上的整流滤波电路得到±5V的直流电源，该电源做运算放大器AD822的工作电源；由基准电源AD589与双运放AD822组成的高精度稳压电源产生±4.5V的精密直流电源，该电源既作为电桥电源，又作为放大器及V/F转换器的工作电源。当弹性轴受扭时，应变桥检测得到的mV级的应变信号通过仪表放大器AD620放大成1.5v±1v的强信号，再通过V/F转换器LM131变换成频率信号，通过信号环形变压器T2从旋转的初级线圈传递至静止次级线圈，再经过传感器外壳上的信号处理电路滤波、整形即可得到与弹性轴承受的扭矩成正比的频率信号，该信号为TTL电平,既可提供给专用二次仪表或频率计显示也可直接送计算机处理。由于该旋转变压器动--静环之间只有零点几毫米的间隙，加之传感器轴上部分都密封在金属外壳之内，形成有效的屏蔽，因此具有很强的抗干扰能力。
本传感器输出的频率信号在零点时为10kHz.正向旋转满量程时为15KHz.反向旋转满量程时为5KHz。即满量程变量为5000个数/每秒。转速测量采用光电齿轮或者磁电齿轮的测量方法，轴每旋转一周可产生60个脉冲，高速或中速采样时可以用测频的方法，低速采样时可以用测周期的方法。本传感器精度可达±0.2%～±0.5%（F·S）。由于传感器输出为频率信号，所以无需AD转换即可直接送至计算机进行数据处理。
40kHZ超声波发射电路之一，由F1~F3三门振荡器在F3的输出为40kHZ方波，工作频率主要由C1、R1和RP决定，用RP可调电阻来调节频率。 F3的输出激励换能器T40-16的一端和反向器F4，F4输出激励换能器T40-16的另一端，因此，加入F4使激励电压提高了一倍。电容C3、C2平衡F3和F4的输出，使波形稳定。电路中反向器F1~F4用CC4069六反向器中的四个反向器，剩余两个不用（输入端应接地）。电源用9V叠层电池。测量F3输出频率应为40kHZ±2kHZ，否则应调节RP。发射超声波信号大于8m。
40kHZ超声波发射电路之二，电路中晶体管VT1、VT2组成强反馈稳频振荡器，振荡频率等于超声波换能器T40-16的共振频率。T40-16是反馈耦合元件，对于电路来说又是输出换能器。T40-16两端的振荡波形近似于方波，电压振幅接近电源电压。S是电源开关，按一下S，便能驱动T40-16发射出一串40kHZ超声波信号。电路工作电压9V，工作电流约25mA。发射超声波信号大于8m。电路不需调试即可工作。
40kHZ超声波发射电路之三，由VT1、VT2组成正反馈回授振荡器。电路的振荡频率决定于反馈元件的T40-16，其谐振频率为40kHZ±2kHZ。频率稳定性好，不需作任何调整，并由T40-16作为换能器发出40kHZ的超声波信号。电感L1与电容C2调谐在40kHZ起作谐振作用。本电路适应电压较宽（3~12V），且频率不变。电感采用固定式，电感量5.1mH。整机工作电流约25mA。发射超声波信号大于8m。
40kHZ超声波发射电路之四，它主要由四与非门电路CC4011完成振荡及驱动功能，通过超声换能器T40-16辐射出超声波去控制接收机。其中门YF1与门YF2组成可控振荡器，当S按下时，振荡器起振，调整RP改变振荡频率，应为40kHZ。振荡信号分别控制由YF4、YF3组成的差相驱动器工作，当YF3输出高电平时，YF4一定输出低电平；YF3输出低电平时，YF4输出高电平。此电平控制T40-16换能器发出40kHZ超声波。电路中YF1~YF4采用高速CMOS电路74HC00四与非门电路，该电路特点是输出驱动电流大（大于15mA），效率高等。电路工作电压9V，工作电流大于35mA，发射超声波信号大于10m。
2.只是单纯做PCB的话，你可以在Protel上画，所以你没有必要弄清楚IC1~3是什么。只要知道元器件的封装就可以做了。（我做ＰＣＢ的时候，有时拿到电路图会找不到的元器件ＩＣ１～３的参数，用库中类似的封装代替的，大小一样就可以了啊，反正只是设计PCB）
3.另外可以看出第二个模块是由555定时器构成的单稳态触发器。NE555时基电路产生时钟信号（IC1）。
手打的，希望能帮你
上搜索去
压力传感http://www.cndzz.com/info/3553-1.htm
555压力传感数字表电路http://www.cndzz.com/info/1226-1.htm
555可变延时照明自熄灯电路 http://www.cndzz.com/info/1650-1.htm
